Proiect Electronica Industriala

Introducere in electronica de putere

Schema bloc generala de alimentare in curent continuu pornind de la reteaua de curent alternativ, in care: T-transformator de putere, R-redresor, F-filtru, S-stabilizator, R_S-rezistenta de sarcina.

Transformatorul T are rolul de a modifica tensiunea retelei conform valorii tensiunii continue necesare consumatorului, separand totodata reteaua de circuitul electronic alimentat.

Redresorul R este un circuit care transforma tensiunea alternativa intr-o tensiune pulsatorie. Aceasta tensiune contine in afara componentei continue si componente alternative. Deoarece aparatura electronica necesita o tensiune continua cu componente alternative cat mai mici, la iesirea redresorului se conecteaza un circuit de filtrare sau de netezire, F.

Filtrul are rolul de a micsora componentele alternative acumuland energie in intervalul de timp cand tensiunea creste si cedand energie consumatorului cand tensiunea scade.

Redresoarele se clasifica in: redresoare electronice, redresoare ionice, si redresoare mecanice.

Redresoarele electronice folosesc efectul de redresare dat de emisiunea termoelectronica a unui catod cald (dioda cu vid) sau efectul de redresare care apare la jonctuinea unui semiconkductor de tip n cu unul de tip p (dioda semiconductoare, conductie electrica).

Redresoarele ionice folosesc efectul de redresare dintr-un tub cu descarcari electrice in gaze sau vapori, cu catodul incandescent sau rece (tiratron) sau avand catodul dintr-o baie de mercur, in cazul redresoarelor cu vapori de mercur, polianodice sau monoanodice (excitron, ignitron).

Redresoarele mecanice se bazeaza pe comutarea periodica a legaturilor unui circuit alimentat in curent alternativ, cu ajutorul unui sistem de contacte actionate sincron cu frecventa retelei, pentru a obtine un curent unidirectional. Comutarea se face la trecerea curentului prin valoarea zero. Redresoarele mecanice nu se mai construiesc decat in cazuri cu totul speciale, locul lor fiind luat de redresoarele electronice semiconductoare cu fiabilitate mai mare

Redresoare polifazate

Redresoarele realizeaza conversia energiei de current alternativ in energie de current continuu.

In cazul puterilor mari de current continuu (peste cativa KW) sunt utilizate in special redresoarele polifazate, care prezinta o serie de avantaje in comparatie cu cele monofazate:

incarcare mai uniforma a retelei de alimentare, ceea ce nu afecteaza functionarea altor tipuri de instalatii conectate la aceeasi retea;

tensiunea redresata prezinta pulsatii de valoaremai redusa, ceea ce conduce evident la eventuala utilizare a unor filtre de netezire mai simple si mai ieftine;

utilizare mai buna a transformatoarelor de alimentare pentru o putere data. Factorul de utilizare al transformatorului este mai ridica si astfel rezuta un pret de cost mai scazut.

In ultimul timp s-au realizat mari progrese in utilizarea dispozitivelor semiconductoare – diode cu siliciu si tiristoare – pentru redresarea puterilor mari si aceasta mai ales datorita randamentului ridicat obtinut.

Dispozitivele redresoare semiconductoare prezinta un grad inalt de siguranta in functionare fata de alte tipuri (de ex.:convertizoare mecanice, tuburi cu vapori de mercur etc.), pret de cost mai redus precum si un gabarit mult mai redus pentru o putere redresata data.

Redresoare polifazate necomandate

In fig este prezentat un redresor trifazat cu secundarul conectat in stea si primarul in triunghi. In figura 1 sunt prezentate diagramele tensiunilor si curentilor pentru cazul particular m=3, unde m reprezinta numarul de faze al secundarului transformatorului.

- fig.1 -

Se considera pentru simplificarea analizei cantitative a proceselor de redresare, ca transformatorul trifazat nu are pierderi si nici scapari si ca dispozitivele redresoare sunt fara pierderi in sensul de conductie si cu o rezistenta infinita in sensul de blocare. La aceasta se adauga o inductanta de filtraj de valoare infinita, astfel incat curentul redresat in consumatorul rezistiv este in mod practic constant.

Toate aceste ipoteze simplificatoare permit o analiza cantitativa a proceselor ce au loc in redresoarele polifazate cu rezultate suficient de bune fata de masuratorile experimentale. Analiza functionarii redresoarelor polifazate cu secundarul in stea, numite si cu punct median, poate fi extinsa si la alte tipuri de scheme de redresare. Deoarece in schema din fig sunt utilizate dispozitive redresoare necomandate, aceasta reprezinta in fapt un redresor cu comutatie de la retea, la care momentele de comutare se obtin din diagrama tensiunilor (figura 2) unde tensiunile de faza s-au notat cu u₂₁, u₂₂, u₂₃, iar tensiunea redresata cu u_d .

In figuraadmitand ca tensiunile din secundar formeaza un sistem simetric (in continuare raportul de transformare w a tensiunii se va considera unitar), din cele trei diode va conduce numai aceea al carui anod, la momentul considerat, se gaseste la potentialul cel mai ridicat fata de punctul neutru, curentul distribuindu-se in mod egal pe cele trei faze, in intervalul de conductie. Pe baza simplificarilor admise, deoarece nu exista inductante de scapari, se realizeaza o comutatie instantanee a curentului intre doua faze, care conduc in mod succesiv, deci fronturile crentilor prin dispozitivele redresoare sunt nule.

Tensiunea redresata in aceasta situatie va fi data de infasurarea pozitiva a tensiunilor de faza ale secundarului transformatorului (fig).

Pentru un secundar cu trei faze (m≡3) durata de conductie este π radiani in fiecare perioada, pentru fiecare dispozitiv redresor.

- fig. 2 -

Analiza regimului stationar al redresoarelor polifazate cu m faze

Pentru calcularea valorii medii a tensiunii redresate se alege originea argumentelor (0) ca in expresia 2 deci functia tensiunii redresate este para, continand numai componente in cosinus.

Valoarea medie a tensiunii redresate in cazul unui redresor cu m faze devine:

U_d0 = U₂cosωtd(ωt)=U₂ (1)

Unde U₂ este valoarea efectiva a tensiunii in secundarul transformatorului; indicele „0” caracterizand situatia unui redresor ideal. Relatia de mai sus este valabila pentru

m=2, 3, .

Pentru m lim U_d0=U₂ (2)

Valoarea efectiva a tensiunii redresate, daca se alege acelasi punct de referintase calculeaza astfel:

U_d0ef= (3)

Insa: cos²=. (4)

Expresia 3 devine:

U_d0ef = = U₂ (5)

Cand m , lim U_d0ef = U₂. (6)

m

Din relatiile (2) si (6) se observa ca atat valoarea medie, cat si valoarea efectiva a tensiunii redresate in cazul cand m , tind sa se apropie de valoarea de varf a tensiunii de alimentare.

Pentru a calcula continutul de armonici al tensiunii redresate, daca se alege punctul de referinta conform figurii----- rezulta o dezvoltare Fourier cu termeni in cosinus.

Amplitudinile spectrale se calculeaza cu relatia generala:

B_n = (7)

In cazul considerat, deoarece intr-o perioada sunt m segmente identice rezulta:

B_n =2 (8)

Dar,

cos= (9)

Rezultatul expresiei (8) devine:

B_n =           (10)

Amplitudinea armonicii de ordinul n, in care n=km (k=1, 2, l) si tinand cont de faptul ca termenii sin devine:

(11)

Cu mentiunea ca cosk=

Valoarea relativa a diverselor armonici componente, multipli intregi (n=km), se calculeaza:

   (12)

Din expresia de mai sus rezulta ca este avantajos a se mari numarul de faze, deoarece in acest mod scade continutul de armonici si creste frecventa primei armonici din spectru (n=km), ceea ce evident conduce la un filtru de netezire mai putin pretentios, cu componente de valori mai mici, cu un pret de cost mai redus.

Formele de unda si valorile curentilor de faza in secundar si prin rezistenta d sarcina depind de natura sarcinii. Pentru cele doua situatii extreme L_s= si L_s=0 calculam valorile medii si efective ale curentilor:

a)     L_s=

Valoarea medie a curentilor de faza in secundar (ca si a curentilor prin dispozitivele redresoare pentru conexiunea mentionata) este:

(13)

unde I_da este curentul prin sarcina.

Valoarea efectiva are expresia:

(14)

b)     L_s=0

In aceasta situatie, deoarece sarcina este rezistiva, valoarea medie si valoarea

efectiva rezulta direct din expresia valorilor corespunzatoare ale tensiunilor:

                               (15)

                   (16)

Valoarea medie a curentului de faza in secundar este:

                   (17)

iar valoarea efectiva:

                      (18)

Pentru a putea caracteriza functionarea unui redresor este necesara definirea unor parametri ca: factorul de redresare, factorul de forma al tensiunii redresate, factorul de utilizare al transformatorului, etc.

Raportul:

(19)

se numeste factor de redresare si este exprimat prin catul dintre valoarea medie si valoarea de varf a tensiunii redresate.

Se poate observa ca atunci cand

,                   (20)

limita care exprima apropierea valorii medii de valoarea de varf a tensiunii redresate pentru redresoare cu m faze.

Factorul de forma al tensiunii redresate are expresia:

(21)

Pentru

(22)

Factorul de forma poate, de exemplu, reprezenta o masura a erorii c se poate face la masuraraea tensiunii medii redresate su un instrument electromagnetic (care indica valoarea medie a tensiunii masurate), eroare cu atat mai mare cu cat K_f este mai mic decat unitatea.

In succinta analiza efectuata s-a constatat ca transformatoarele redresoarelor sunt alimentate de la tensiuni sinusoidale, insa in realitate, deoarece dispozitivele redresoare sunt pronuntat neliniare, atat primarul cat si secundarul sunt parcursi de curenti pronuntat nesinusoidali, redresorul fiind deci o sursa deformata pentru reteaua de alimentare.

Factorul de utilizare al transformatorului, atat pentru infasurarile primare cat si pentru cele secundare, este definit ca raportul dintre puterea utila transmisa sarcinii si puterea aparenta a acelei infasurari.

Un factor de utilizare mai mare reprezinta un gabarit si un pret de cost mai redus la o putere utila ceruta.

Factorul de utilizare al secundarului transformatorului este:

(23)

unde P_d0 este puterea de curent continuu in secundar, deci in sarcina, iar S₂ – puterea aparenta a secundarului transformatorului.

Pentru cazul redresoarelor conectate in stea, deci cele cu punct median, raportul (23) devine:

(24)

Factorul de utilizare al primarului transformatorului este definit de raportul dintre puterea medie disipata in sarcina, P_d0 si puterea aparenta S₁ a infasurarilor primare:

(25)

U₁ si I₁ sunt valorile efective ale tensiunii si curentului infasurarii primare, m₁ este numarul de faze primare.

In general atat K₁ cat si K₂ difera de la un tip de redresor la altul. Pentru a dimensiona gabaritul transformatorului se introduce notiunea de putere de gabarit sau de calcul:

(26)

In tabel sunt date valorile factorului de redresare, factorului de forma si a celui de utilizare, functie de numarul m de faze secundare pentru redresoarel cu secundarul in stea (cu punct median).

Din tabel rezulta ca, desi D_r si K_f tind catre valorile lor optime atunci cand numarul de faze creste, K₂ are valoarea optima pentru m=3.

Aceste avantaje si dezavantaje pot fi conjugate prin utilizarea unor conexiuni speciale de redresare in punte care vor fi stabilite ulterior, obtinandu-se astfel concomitent valori optime pentru D_r, K_f cat si K₂.

Redresoare comandate si semicomandate trifazate

Redresorul trifazat comandat cu punct median are schema de principiu data in figura 1a.

   Pentru cazul sarcinilor pur rezistive (figura 1b) si pentru unghiuri de comanda a³T/ 6 ( u.nghi masurat din punctul de comutatie naturala A - punct in care cele doua tensiuni de faza se intersecteaza ) ventilele se blocheaza la trecerea prin zero a curentului ( simultan cu trecerea prin zero a tensiunii pe faza respectiva, deci ne aflam in situatia unui regim de curent intrerupt.
   Valoarea tensiunii medii redresate este in acest caz:

pentru.
   In cazul sarcinilor rezistiv inductive sau pur inductive regimul de functionare poate fi de curent intrerupt sau de curent neintrerupt in functie de marimea inductivitatilor de pe sarcina si de valoarea unghiului de comanda. (vezi figura 1b+1c). Pentru unghiuri de comanda mai mici decat unghiul de comanda limita ( a1), daca inductivitatea este suficient de mare se poate functiona numai in regim de curent neintrerupt.
   

In acest caz valoarea medie a tensiunii redresate este:

unde

este tensiunea medie redresata ideala obtinuta pentru unghi de comanda egal cu zero.
   Se observa aceeasi forma a caracteristicii de comanda Udm/Udmo = cos, ca si la redresorul monofazat comandat in regim de curent neintrerupt, dar avand origini diferite pentru masurarea unghiului de comanda.
   Functionarea in regim de curent neintrerupt la unghiuri de comanda>1, presupune si in acest caz trecerea redresorului in regim global de invertor, adica existenta pe sarcina a unei surse de tensiune continua capabila sa cedeze energie reteei de a1imentare a redresorului trifazat.
   Se remarca si in acest caz o diferenta intre valorile medii ale tensiunilor redresate in cazul functionarii in regim de curent intrerupt, de aceea este interzisa trecerea in timpul functionarii dintr-un regim in celalalt.
   Redresorul comandat trifazat in punte este prezentat in figura 2.a.

   In figura 2b este prezentata forma tensiunii redresate pentru un unghi de comanda mai mic decat unghiul de comanda limita (<l).
   Pentru sarcini rezistive si unghi de comanda >/3, ventilele se blocheaza la trecerea curentului prin zero. In acest caz ne aflam in situatia functionarii in regim de curent intrerupt. Valoarea medie a tensiunii redresate este in acest caz:

   Pentru sarcina inductiva sau rezitiv inductiva si functionare in curent neintrerupt valoarea tensiunii medii redresate este:

   Redresorul trifazat semicomandat in punte are schema de principiu in figura 3a.

   In figura 3b este prezentata forma tensiunii redresate pentru acest caz. Tensiunea redresata Ud nu poate lua valori negative, deoarece diodele din punte pot functiona ca diode de recuperare, acest redresor neputand trece in regim global de invertor. Valoarea medie a tensiuni redresate este:

   Caracteristica de comanda este asemanatoare cu cea de la redresoarele semicomandate monofazate. In acest caz tensiunea medie redresata ideala este:

   Pentru comanda redresoarelor trifazate se pot folosi trei DCG realizate spre exemplu cu circuite integrate BAA 145, sincronizate cu reteaua de alimentare printr-un transformator de sincronizare trifazat in conexiune Dyl, ca cel din figura 4a.

   Comanda redresoarelor trifazate se poate face utilizand blocuri de comanda pe grila realizate pe un singur modul. Acest modul este conectat pe de o parte la transformatorul de sincronizare trifazat iar pe de alta parte la circuitele de poarta ale tiristorului.
   In figura 4b sunt prezentate diagramele fazoriale pentru tensiunile de sincronizare Us1, Us2, Us3.    

  Tensiunea Us12 este in urma tensiunii U12 cu 30 grade electrice iar tensiunea Us1, pentru sincronizarea lui DCG1, este in urma tensiunii retelei U1 tot cu 30 de grade electrice. Acest lucru este necesar datorita faptului ca unghiul de comanda se masoara din punctul de comutatie naturala, la redresoarele trifazate, punct defazat in urma cu 30 de grade electrice fata de momentul trecerii prin 0 a tensiunii pe faza respectiva.

Redresoare trifazate comandate

Reglajul tensiunii redresata se poate realiza in mod continuu de la zero pana la valoarea maxima utilizand controlul in faza al elementelor redresoare comandabile (tiristoare). Acest mod de reglare se realizeaza aproape fara pierderi de putere activa. In schimb pot apare limitari in aplicarea metodei, produse de cresterea ondulatiei tensiunii de iesire, precum si de cresterea consumului de putere reactiva absorbita din retea, deci de micsorarea factorului de putere odata cu marimea unghiului de comanda. In principiu, scheme de redresoare comandate se pot obtine prin inlocuirea diodelor cu tiristoare in circuitele prezentate anterior.

In figura este prezentat un redresor trifazat comandat, cu punct median, cu sarcina RL.

Pe partea de curent alternativ caracteristicile redresorului comandat nu difera in general de cele ale unui redresor necomandat intrucat curentii in primar nu i-si modifica structura, ci se decaleaza numai cu unghiul de comanda a

Regimul de functionare fara intreruperi de curent

Cand Lc=0 si Ls= tiristoarele sunt succesiv in conductie; fiecare tiristor amorseaza atunci cand este polarizat in sens direct si cand are aplicat semnalul de comanda pe poarta, la un unghi a (are ca referinta momentele de comutatie naturala, la egalitatea a doua tensiuni pozitive pe faza). Deoarece inductanta de filtraj Ls este considerata de valoare infinita, circulatia de curent prin tiristorul aflat in conductie se mentine pana la momentul comenzii urmatorului tiristor, chiar daca tensiunea fazei respective devine in acest interval negativa. Aceasta se datoreaza generarii unei tensiuni de autoinductie de polaritate opusa tensiunii redresate si care, insumata cu tensiunea fazei care conduce, asigura circulatia neintrerupta a curentului prin sarcina. Valoarea unghiului de comanda a se numeste unghi critic si este: a_crt p/2-p/m.

Daca se conecteaza o dioda in paralel cu sarcina la iesirea redresorului comandat (este desenata punctat in figura), portiunile negative pot fi blocate, obtinandu-se imbunatatirea unor parametri de redresare (ondulatiile tensiunii redresate si puterea reactiva consumata sunt mai scazute la aceeasi valoare medie, U_da). Dioda mentine tensiunea nula din momentul anularii tensiunii fazei aflate in conductie pana cand se comanda faza urmatoare. Deschiderea si mentinerea in conductie a acestei diode de nul (DN) pe portiunea negativa se datoreaza procesului de autoinductie din inductanta Ls. Curentul prin sarcina se inchide in acest interval prin DN, tiristoarele fiind blocate. In cazul deconectarii instantanee a alimentarii, DN asigura protectia tiristoarelor la supratensiune, fapt important in circuitele cu sarcina pronuntat inductiva.

Valoarea medie a tensiunii redresate se modifica in cazul conectarii DN:

U_da=3*U₂/ 2*[1-sin(a p/m)]

Cand Lc 0, Ls= , prezenta inductantelor de comutatie Lc, determina aparitia intervalului de comutatie g in care conduc simultan doua faze succesive, la sfarsitul procesului de comutare ramanand in conductie faza care a fost comandata. Forma de unda a tensiunii redresate se constituie in acest caz din semisuma tensiunilor fazelor succesive prezente in comutatie si din tensiunea fazei comandate.

Regimul de invertor

In regim de invertor fluxul de energie este orientat spre reteaua de c.a. In cazul ideal al redresorului comandat, analizand relatia: U_da=U_do*cos a, rezulta ca tensiunea redresata devine negativa in ipoteza ca exista o sursa de energie care sa mentina curentul pentru a > p/2. In circuitul de sarcina este necesara introducerea unei tensiuni electromotoare, intrucat prezenta unor valori medii negative ar conditiona un curent de circulatie invers prin dispozitivele de redresare unidirectionale, fapt evident nerealizabil in functionare. Daca convertorul debiteaza pe reteaua de c.a. comutatia este dirijata in acest caz pe retea si transmisia de energie se face pe frecventa acesteia. Disparitia tensiunii retelei determina intreruperea comutatiei intrucat tensiunile din ramurile tiristoarelor devin nule, iar sursa de tensiune continua s-ar afla practic in scurtcircuit.

Functionarea unui redresor in regim de invertor este posibila numai in cazul in care valoarea instantanee negativa a tensiunii redresate devine mai mare in valoare absoluta decat tensiunea electromotoare, ceea ce se realizeaza prin prezenta in circuitul sarcinii a unei inductante de netezire si prin eliminarea unui posibil regim de dioda de nul. Cazul tipic in care redresorul functioneaza ca invertor este regimul de franare cu recuperare de energie, la un motor de c.c. aflat in circuitul de sarcina.

Redresorul trifazat in punte comandata

Ipoteze: a) L_s=0 deci avem curent neintrerupt; b) I_d=i_d=ct

La aceste redresoare . Se poate varia

Pentru avem regim de invertor.

Metode de comanda pe grila

Tiristoarele din constructia redresoarelor trebuie sa comute direct dupa anumite unghiuri de comanda. Circuitele care produc impulsuri de comanda pentru tiristoare se numesc dispozitive de comanda pe grila D.C.G. Ele trebuie sa asigure:

1.     o variatie a defazajului impulsurilor de comanda intre 0 si 180^o lucru care se realizeaza cu ajutorul unei tensiuni continue numita tensiune de comanda care se variaza cu ajutorul unui potentiometru.

2.     sincronizarea impulsurilor de comanda cu tensiunea alternativa din circuitul de forta. Aceasta se asigura cu un transformator de sincronizare.

3.     sa prezinte o intrare de inhibare sau de blocare care in functie de tensiunea ce i se aplica poate determina blocarea impulsurilor de comanda.

4.     sa asigure la iesire un singur impuls de o anumita durata sau trenuri de impulsuri cu o anumita frecventa.

In practica se utilizeaza urmatoarele tipuri de scheme:

- cu componente discrete - cu tranzistoare bipolare sau cu TUJ

- cu integrate specializate (ex.: AA145)

- cu ajutorul unui microcontroler ce contine un microprocesor care realizeaza aceste functii.

Circuite de comanda pe grila

Jonctiunea grila-catod este echivalenta cu o dioda dar care are o cadere de tensiune directa mai mare V_D si tensiune de blocare V_BR mai mica decat o dioda normala deoarece stratul de drift este sarac, slab dopat.

Valori tipice pentru aceasta jonctiune: V_D 6 15 V, I_g 1 2 A

Impulsul de comanda trebuie sa indeplineasca trei conditii: putere suficienta, durata suficienta, precizie la conectare serie sau paralel.

Problema care apare la impulsul de comanda este separarea galvanica care se face prin transformatoare de impuls sau optocuploare.

a) cu transformator de impuls. Se polarizeaza baza tranzistorului, ceea ce duce la aparitia in secundar a unui impuls care este aplicat printr-un circuit de sarcina. Astfel, se realizeaza o separare intre partea de forta si cea de comanda.

b) cu optocuplor

GI - generator de impulsuri

Circuitul de comanda al tiristorului

Tiristoarele sunt dispozitive semicomandabile, conductia lor putand fi

modificata prin comanda doar intr-un singur sens, din starea blocata in starea

deschisa, prin injectarea unui curent pozitiv de valoare minima data I_GT -

curentul de amorsare pe poarta (gate trigger current), in grila (G) in raport cu

catodul (K). Acest curent se realizeaza in prezenta unei tensiuni intre (G) si (K),

V_GT - tensiunea de amorsare pe poarta (gate trigger voltage). In aceste conditii,

in cazul in care in circuitul de forta, de la anod (A) la catod, poate lua nastere un

curent pozitiv, mai mare decat o valoare minima I_L - curentul de 'agatare'

(latching current), se produce amorsarea (deschiderea tiristorului). Aceasta

stare se mentine si in absenta semnalului de comanda, atata timp cat curentul

in circuitul principal (de forta) nu scade sub o limita maxima data I_H - curentul de

automentinere (holding current). Durata minima a impulsului in grila trebuie sa

fie mai mare decat o valoare maxima data t_gt - timpul de amorsare pe poarta

(turn-on time).

Circuitul (G)-(K) mai este caracterizat de producator si printr-o pereche

de valori maxime I_GD, V_GD care reprezinta curentul, respectiv tensiunea la care

nu se produce amorsarea.

Blocarea tiristorului nu este accesibila prin comanda, ea fiind dictata

doar de circuitul de forta, producandu-se la scaderea curentului ce-l strabate de

la (A) la (K) sub valoarea I_H.

Jonctiunea (G)-(K) este de tip p-n, iar din punct de vedere extern este

o dioda                                [1t. Din acest motiv buna sa functionare este conditionata de

neaplicarea in sensul (G)-(K) a unei tensiuni mai mari de (520)V (functie de

tipul tiristorului), si de puterea disipata maxim admisibila P_GM (puterea maxima

disipata pe poarta, “gate power loss”) ce ar putea conduce la scoaterea

tiristorului din uz.

Fig. 2.1 Caracteristica de poarta pentru tiristoarele din seria T63N.

Caracteristica curent-tensiune a portii, U_G=f(I_G), este furnizata in

cataloage sub forma grafica (fig. 2.1) [2t, facilitand proiectarea circuitului de

comanda.

Aria de amorsare sigura (AS) este limitata de temperatura de

functionare, dispersia caracteristicilor si puterea disipata in comanda functie de

durata si nivelul impulsului aplicat in acest circuit, conform tabelului de mai jos,

valabil pentru tiristoare din seria T63N, la V_D>6V.

Dependenta dintre durata si nivelul impulsului aplicat in comanda este

exprimata grafic in fig. 2.2, valabila pentru o gama larga de tiristoare [1t.

Conceperea circuitului de comanda mai este influentata si de

urmatoarele aspecte:

- a). La polarizarea directa, in stare blocata, apare o cadere de

tensiune de ordinul voltilor in jonctiunea (G)-(K), functie de tensiunea (A)-(K) si

de tehnologia de fabricatie a tiristorului.

Din acest motiv, in scopul reducerii acestei tensiuni, pe de o parte, precum si

pentru reducerea sanselor de parazitare a circuitului de comanda, pe de alta

parte (deci pentru evitarea unei intrari accidentale in conductie), se sunteaza

jonctiunea (G)-(K) cu ajutorul unei rezistente;

- b). Curentul de sarcina al tiristorului in stare de conductie produce de

asemenea o cadere de tensiune importanta in jonctiunea (G)-(K) care, daca

depaseste potentialul aplicat grilei prin comanda, poate genera un curent invers.

Limitarea acestui curent se realizeaza de asemenea printr-o rezistenta in serie

cu grila;

- c). Forma impulsului de comanda este dictata de aplicatie. In acest

sens se disting doua tipuri de comenzi: cu impulsuri 'slabe' utilizabile in aplicatii

cu sarcina rezistiv-inductiva in care viteza de crestere a curentului imediat dupa

amorsare este relativ mica, de ordinul a 2A/s (fig. 2.3a) si cu impulsuri

'puternice' in cazul in care aceasta viteza este mai mare, in convertoare cu

sarcini de tip capacitiv, la echipamente pentru controlul factorului de putere sau

destinate unor medii puternic perturbate, la utilizarea conexiunilor serie sau

paralel a mai multor tiristoare (fig. 2.3b).

In fig. 2.4 este prezentata grafic dependenta dintre valoarea normata a

variatiei curentului prin tiristor, (di_T/dt)_n (raportata la viteza critica de crestere a

curentului de conductie specificata in catalog), amplitudinea normata a

semnalului de comanda (raportata la I_GT) si timpul de 'crestere' t_r al acestuia;

- d). In cazul in care durata t_g a impulsului de comanda si amplitudinea

acestuia I_G sunt relativ mici, variatia sau valoarea curentilor de sarcina fiind de

asemenea mica, o importanta deosebita o prezinta curentul de acrosaj I_L si

modul in care acesta este dependent de semnalul de comanda (fig. 2.5, pentru

tipurile specificate de tiristoare);

Fig. 2.3 Comanda in grila cu impuls: a) “slab”; b) “puternic”.

- e). O caracteristica a deschiderii tiristorului este timpul de intarziere la

amorsarea prin poarta t_gd, fig. 2.6, definit ca durata masurata intre frontul

crescator al impulsului de comanda si momentul in care tensiunea pe tiristor,

V_D, scade la 90% din valoarea initiala, dependent de caracteristicile impulsului

de comanda.

Circuit pentru comanda in faza a tiristoarelor – βAA145

Circuitul βAA145 este folosit in aplicatii care necesita comanda tiristoarelor si triacelor,

putand fi sincronizate direct cu reteaua de c.a. La iesirea circuitului se obtin doua impulsuri de aprindere sincrone cu cele doua semialternante. Durata acestor impulsuri poate fi reglata (t_p),astfel incat permite comanda unui tiristor indiferent de caracterul sarcinii anodice a

acestuia (pe poarta tiristorului trebuie sa existe semnal de comanda o durata de timp superioara duratei de stabilire a curentului de mentinere din circuitul anodic). In cazul sarcinii inductive, trebuie asigurata o valoare a lui t_p mai mare decat in cazul sarcinii rezistiva.( t_p = timp de comanda pe poarta)

1. Descriere schema bloc a circuitului βAA145

Schema bloc a circuitului BAA145 impreuna cu componentele externe si formele de unda sunt prezentate in urmatoarea figura

Circuitul se compune din:

• DETECTORUL DE NUL

Sesizeaza trecerile prin zero ale tensiunii de sincronizare limitand totodata semnalul de sincronizare pe terminalul 9 la ±V_BE. La fiecare trecere prin zero, detectorul genereaza la terminalul 16 impulsuri cu amplitudinea de +8V. Divizorul R1, R2 fixeaza valoarea potrivita pentru viteza de variatie prin zero a semnalului de sincronizare. De asemenea, R1 limiteaza curentul absorbit de circuit prin terminalul 9 de la circuitul extern ce asigura semnalul de

sincronizare.

GENERATORUL DE RAMPA

Incarca rapid capacitatea C2 la +8V la fiecare impuls generat de detectorul de nul pe terminalul 16 si o lasa sa se descarce lent prin R5 si P1 catre tensiunea de -8V in perioada dintre doua impulsuri de trecere prin zero (durata acestei descarcari este de 10 ms pentru un impuls de sincronizare de 50Hz). Se obtine pe terminalul 7 o rampa de tensiune. In timpul impulsului de trecere prin zero are loc, simultan cu incarcarea capacitatii C3 conectata la terminalul 2 pana la valoarea tensiunii de alimentare, stare echivalenta cu activarea monostabilului (in asteptarea momentului de declansare a impulsului de aprindere). Rampa de tensiune de pe terminalul 7 se aplica intern pe intrarea neinversoare a comparatorului.

• COMPARATORUL

Alimentat intre V+ si -8V are pe intrarea neinversoare semnalul triunghiular al generatorului de rampa iar pe intrarea inversoare tensiunea de comanda si reglaj a unghiului de conductie. Rampa de tensiune este descrescatoare si deci atat timp cat V7>V8, comparatorul nu este basculat si monostabilul ramane in starea de „asteptare”. Aceasta stare a inceput in momentul ultimei treceri prin zero a tensiunii de sincronizare. Aceasta perioada de timp in care desi exista semialternanta pozitiva sau negativa, tiristorul nu conduce, corespunde unghiului α „de aprindere” – complementar unghiului φ „de conductie”. In momentul in care tensiunea V7 devine egala cu tensiunea V8, comparatorul isi schimba starea, monostabilul comuta descarcand capacitatea C3 (incarcata la aproximativ +V in timpul trecerii prin zero).

• MONOSTABILUL

Are rolul de a fixa durata impulsului de aprindere (tp) prin constanta de timp a grupului C3, P2, R6. Monostabilul este declansat de bascularea comparatorului. Saltul negativ care apare pe terminalul 2 trece spre terminalul 11 comandand blocul logic de iesire. Acesta este momentul aparitiei la iesire a impulsului de aprindere (la terminalul 14 sau 10).

• BLOCUL LOGIC SI ETAJELE DE IESIRE

Au rolul de a distribui impulsul negativ furnizat de monostabil catre iesirea 14 (corespunzatoare semialternantei pozitive a semnalului de sincronizare) sau catre iesirea 10 (corespunzatoare semialternantei negative). Daca exista semnal (impuls) pe una din iesiri, pe cealalta iesire tensiunea este nula. Iesirea fiind de tip colector in gol, aparitia impulsului de aprindere este posibila numai prin legarea unei rezistente R7 si R8 la o tensiune pozitiva mai mare de +8V (de obicei aceasta este tensiunea de alimentare).

Performantele circuitului:

- V1max= 18V (Tensiunile se considera fata de masa, terminalul 3).

- V8max=V1

- V8min= -5V

- |I9|max= 20mA

- I10max=100mA

- I11max=10mA, V11max=3V

- |I13|max=25mA

- I14max=100mA

- |I15|max= 5mA

Putere disipata 550mW

Temperatura de functionare  -25˚C..125˚C.

Configuratia terminalelor:

1.   Alimentarea (V+)

2.   Iesire monostabil

3.   Masa

6. Blocare impulsuri

7. Rampa de tensiune

8. Comanda faza

9. Intrare sincronizare

10. Iesire

11. Comanda durata

13. Alimentare (V-)

14. Iesire Capsula βAA145

15. Referinta tensiune

16. Sincronizare paralela

Schema circuitului de forta

Schema circuitului de comanda pe grila

Schema integrala a circuitului de redresare

Calculul parametrilor in functie de rezistenta de sarcina

Tabel tiristor 63A